降低直流穩(wěn)壓電源噪聲的方法
2017-8-9 11:26:33??????點擊：
開關模式直流穩(wěn)壓電源會產(chǎn)生噪聲。很多應用都需要限制該噪聲，從而不影響模擬數(shù)據(jù)完整性，同時符合某些EMI要求。本文將介紹我們在開關模式直流穩(wěn)壓電源(SMPS)中發(fā)現(xiàn)的各種類型噪聲、討論不同的噪聲耦合機制，并最終給出減少噪聲生成的解決方案和過濾其余干擾的最佳策略。
雖然本文討論的概念通常適用于全部SMPS設計，但本文主要關注非隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，或負載點轉(zhuǎn)換器(POL)——它們用來提供電子系統(tǒng)中的各種低壓直流穩(wěn)壓電源軌?，F(xiàn)在，板級非隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換通常使用開關模式技術來實現(xiàn)。因此，執(zhí)行此功能的元件通常稱為直流穩(wěn)壓電源。
然而應注意，在業(yè)內(nèi)，“DC-DC轉(zhuǎn)換器”、“負載點轉(zhuǎn)換器”和“直流穩(wěn)壓電源”等名稱一定程度上可以互相代替使用，雖然有的時候直流穩(wěn)壓電源IC和模塊供應商根據(jù)器件功能集成度的不同而區(qū)別對待這些名稱。無論如何，大部分板級DC-DC轉(zhuǎn)換器實際上是直流穩(wěn)壓電源。但非隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換還可通過另一類的直流穩(wěn)壓電源(即線性直流穩(wěn)壓電源)實現(xiàn)。然而，它們主要用作噪聲敏感型負載的直流穩(wěn)壓電源軌供電。否則，直流穩(wěn)壓電源的高功率轉(zhuǎn)換效率能為大部分應用提供優(yōu)勢。
直流穩(wěn)壓電源本質(zhì)上十分噪雜。它們在很短的躍遷時間內(nèi)導通和關斷高電流。這種組合一定會產(chǎn)生大量噪聲。雖然開關模式直流穩(wěn)壓電源的基本原理無法改變，但顯然有一些方法可以減少噪聲的產(chǎn)生，并通過不同途徑過濾其余噪聲。這些多樣化的手段使應用得以通過EMI測試，同時防止直流穩(wěn)壓電源噪聲耦合至某個系統(tǒng)的其它敏感模擬電路。
各種噪聲類型
直流穩(wěn)壓電源產(chǎn)生各種類型的噪聲。最重要的是來自開關頻率的開關噪聲、來自開關躍遷的高頻噪聲、開關躍遷之后的高頻諧波、斷續(xù)電流導通模式下的高頻諧波，以及同一系統(tǒng)中運行多個直流穩(wěn)壓電源產(chǎn)生的拍頻。
開關頻率噪聲
開關頻率產(chǎn)生的開關噪聲可能會有很大影響。目前對于非隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器而言，開關噪聲通常位于500 kHz至3 MHz范圍的頻段內(nèi)。開關頻率噪聲的特點在于，開關頻率可以通過外部時鐘信號以較高的精度來調(diào)節(jié)。經(jīng)過這樣的調(diào)節(jié)之后，該噪聲相對比較容易濾除。
該噪聲會產(chǎn)生輸出紋波電壓，可以通過LC濾波器過濾。另外，可以使用線性直流穩(wěn)壓電源來降低進入敏感負載的紋波電壓。圖1中，最上面的波形是降壓直流穩(wěn)壓電源產(chǎn)生的輸出紋波電壓。當使用帶有極低等效串聯(lián)電阻(ESR)的陶瓷輸出電容時，這種波形是特征波形。圖1中最下面的波形表明放置在直流穩(wěn)壓電源輸出端的額外LC濾波器或線性直流穩(wěn)壓電源是如何衰減此信號的。
為了幫助設計人員計算特定設計的正確濾波器元件值，半導體制造商通過網(wǎng)站提供計算工具。ADI提供ADIsimPower(用于電路計算)和ADIsimPE(用于仿真)。
圖1.根據(jù)開關模式直流穩(wěn)壓電源的開關頻率得到的輸出紋波電壓。
開關躍遷噪聲
開關躍遷產(chǎn)生的高頻噪聲通常最為棘手。此噪聲是電流路徑上寄生電感的函數(shù)，包括與電路板走線、IC引腳、過孔和焊線相關的電感。
舉例而言，如果有1英寸直流穩(wěn)壓電源PCB走線，那么根據(jù)經(jīng)驗法則，假定這段走線存在大約20 nH寄生電感。假定一個典型的直流穩(wěn)壓電源設計中，開關躍遷速度為30 ns，所需輸出電流為5 A，可以計算出該1英寸走線所產(chǎn)生的失調(diào)電壓——只需使用電感的基本公式：V = L * di/dt。代入例子中的數(shù)值，得到總失調(diào)電壓為3.3 V。
這是非常大的失調(diào)值——由于電流快速變化而導致長度僅為1英寸的走線所產(chǎn)生的失調(diào)。產(chǎn)生的這一交流失調(diào)電壓將耦合至設計中，導致干擾耦合噪聲。圖2顯示了一個降壓直流穩(wěn)壓電源的開關躍遷。
圖2.降壓直流穩(wěn)壓電源中的快速開關躍遷。
降低該噪聲的關鍵是最大程度降低寄生電感。上文公式中的“di”無法降低，因為一定的負載要求一定的電流。未來電流可能更大，因為IC工藝幾何尺寸的縮小要求更低的電壓，同時假定功率不變，則電流更大。類似地，“dt”應當為較小值。
快速躍遷時間減少開關損耗，從而允許更高的開關頻率，可以使用小型低成本電感和輸出電容。
在2000年以前，大部分直流穩(wěn)壓電源使用雙極性開關晶體管作為功率開關。它們的躍遷時間相對較慢，為大約100 ns或更長。它們具有較高的開關損耗，要求開關頻率較低。然而，它們由于寄生電感產(chǎn)生的失調(diào)電壓也低得多。
今天，開關躍遷速度達到了幾納秒。未來，利用碳化硅、氮化鎵和其它極高速功率開關技術，躍遷時間可能會進一步縮短。這些技術能實現(xiàn)更低的開關損耗，從而有望獲得更高的開關頻率，允許設計出極為緊湊、低成本的直流穩(wěn)壓電源。若要降低所產(chǎn)生的開關躍遷噪聲，我們唯一能做的是降低上文公式中與“L”有關的寄生電感。
圖3顯示了開關模式降壓直流穩(wěn)壓電源中的關鍵交流電流走線，在底部以紅色表示。在任何開關模式直流穩(wěn)壓電源中都很容易找到這些關鍵走線。第一步，確定導通期間的電流。這一步在最上方的原理圖內(nèi)完成，藍色表示電流流動。隨后，確定關斷期間的電流通路。中間的原理圖顯示了該電流路徑，以綠色表示。在第三個原理圖中，我們標出了全部走線;最上方原理圖和中間原理圖的電流通路有所不同。這些是我們在數(shù)納秒時間內(nèi)將電流大小從全電流變?yōu)榱汶娏鞯淖呔€。
圖3.在開關模式直流穩(wěn)壓電源中找到交流電流走線。
這些走線一定要盡量短。這樣可以降低寄生電感L，從而降低這類開關躍遷之后產(chǎn)生的失調(diào)電壓。
在降壓直流穩(wěn)壓電源示例中，這意味著輸入電容需要盡量靠近上管開關，同時盡量靠近下管開關的接地。這表示關鍵交流走線同樣可以是接地走線。這種返回電流不能直接通過接地層。若非如此，那么它們將使接地層產(chǎn)生基于返回走線寄生電感的失調(diào)電壓。
圖4顯示了應當如何處理交流接地電流返回路徑。應將其局部連接。在此局部接地路徑上不能使用過孔，因為它們會導致電感增加，從而增加失調(diào)電壓，產(chǎn)生更多噪聲。當然，此局部交流電流接地返回走線應當具有地電位，因此我們通過一個過孔將該走線連接至接地層的某一點上。這樣可以把噪雜的交流返回電流限制在局部范圍內(nèi)。
接地電流返回路徑到接地層的過孔連接有助于將噪雜的局部交流電流返回走線從干凈的接地層電壓中去耦。
圖4.將交流電流走線限制在局部范圍內(nèi)，且不要直接通過接地層。
破壞這一規(guī)則并讓直流穩(wěn)壓電源的交流返回電流進入接地層會導致整個接地層反彈，產(chǎn)生各種問題。接地層理應為系統(tǒng)中的各種子電路提供精確的接地基準電位，同時理應屏蔽RF噪聲。如果理想情況下接地層不搭載電流，那么它將是干凈的，且各處電壓相等。
開關躍遷噪聲通常位于10 MHz至300 MHz范圍內(nèi)。其頻率比直流穩(wěn)壓電源的開關頻率要高得多。針對在直流穩(wěn)壓電源輸出端衰減此噪聲而言，使用LC濾波器來降低輸出紋波電壓的常用方法可能并不是一個很好的選擇。鐵氧體磁珠更適合用來衰減這類高頻率。
開關躍遷之后的振鈴
開關躍遷之后，開關節(jié)點上的電壓振鈴可從圖5中看出。這是由多種因素導致的。最主要的原因，是寄生的影響以及電流無法瞬間變化這一事實，它需要一段時間通過寄生電感限制變化。
這類噪聲可以通過吸收器或有源箝位電路降低。無源吸收器會將此振鈴的能量耗散至電阻，并最終產(chǎn)生熱量。有源箝位電路將振鈴能量的一部分反饋回到電路中，提升直流穩(wěn)壓電源的總效率。
在簡單的非隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器中，通常不使用吸收器，因為開關節(jié)點振鈴中的能量大部分時間內(nèi)都不會太高，只會造成小的干擾。在基于變壓器的開關模式直流穩(wěn)壓電源中，通常更需要通過原邊和副邊吸收器或有源箝位電路來降低噪聲。
開關躍遷之后的開關節(jié)點電壓振鈴。
斷續(xù)電流導通模式中的振鈴
在斷續(xù)電流導通模式(DCM)中，可以在開關節(jié)點上觀察到一些較低頻率振鈴。它可以在異步降壓直流穩(wěn)壓電源中看到，其中下管開關采用續(xù)流肖特基二極管實現(xiàn)。當下管開關未主動開啟或關斷，并且MOSFET的體二極管搭載關斷期間電流時，同步降壓直流穩(wěn)壓電源在輕載節(jié)能模式下也會表現(xiàn)出此特點。
其產(chǎn)生的振鈴如圖6所示。它是由于電感電流為零，且兩個開關均為關斷時，在暫時處于高阻抗的開關節(jié)點上來回擺動電荷所導致。
異步降壓直流穩(wěn)壓電源中的DCM振鈴。
一般而言，設計一個噪聲最低的直流穩(wěn)壓電源時，直流穩(wěn)壓電源不應配置為DCM工作模式。在輸出功率不變的情況下，DCM相比連續(xù)電流導通模式(CCM)產(chǎn)生高得多的峰值電流。這些峰值電流很有可能導致系統(tǒng)產(chǎn)生過多噪聲。然而，每一個CCM設計在輕載條件下都會工作在DCM模式。
因此，如果某個設計需要在滿載和部分負載條件下以最低噪聲運行，則可以使用吸收器來減少DCM振鈴。然而，由于此振鈴通常為暫時高阻抗開關節(jié)點上的極低功率振鈴，因而大部分情況下都不需要使用緩沖器。
拍頻
拍頻是一種由于某系統(tǒng)中兩個不同開關頻率交疊而產(chǎn)生的低頻率。大部分現(xiàn)代電子系統(tǒng)都要求多個電壓軌。處理器內(nèi)核、I/O接口、FPGA以及模擬電路通常要求不同的直流穩(wěn)壓電源電壓。
為了產(chǎn)生這些電壓，一般使用直流穩(wěn)壓電源。如果選擇簡單的固定頻率降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器，則它們并非全都以完全一致的開關頻率進行切換。典型開關頻率可能為1 MHz，但如果查看直流穩(wěn)壓電源數(shù)據(jù)手冊中的電氣特性，實際上會發(fā)現(xiàn)1 MHz開關頻率會在最小值和最大值之間變化。因此，一個直流穩(wěn)壓電源可能工作在900 kHz，另一個可能工作在1.1 MHz，而非全部兩個都工作在1 MHz。
圖7顯示了一個系統(tǒng)內(nèi)具有兩個直流穩(wěn)壓電源的示例。雖然全部兩個開關都是同一種類型，且它們的典型開關頻率為1 MHz，但最上面的直流穩(wěn)壓電源工作在1.1 MHz，而最下面的直流穩(wěn)壓電源則工作在900 kHz。在最上面那個開關的輸出端顯然可以看到1.1 MHz紋波電壓，但同時也能看到900 KHz開關的額外效果。這是最下面那個直流穩(wěn)壓電源的輸入開關噪聲，通過最上面的直流穩(wěn)壓電源耦合至2.5 V輸出電壓。
無論何時，只要有類似這樣的交疊頻率，兩個峰值都會不時落在對方的頂部，由此產(chǎn)生額外的較低頻率。此頻率可能會耦合進入系統(tǒng)中，且通常不易濾除這一低頻。它甚至還可能是一種聲頻，導致系統(tǒng)產(chǎn)生干擾聲音。一個系統(tǒng)中的多個直流穩(wěn)壓電源以及拍頻的產(chǎn)生。
處理此效應的最佳方式是將系統(tǒng)中的全部直流穩(wěn)壓電源同步至相同的開關頻率。這樣便不會產(chǎn)生拍頻。在進行這樣處理的同時，相移每一個直流穩(wěn)壓電源的開關周期是一個很好的主意。這表示它們共享相同的開關頻率，但在不同的時間開始導通上管開關。這導致多個直流穩(wěn)壓電源在不同時刻開始拉取源電流。積極的一面是這樣降低了降壓直流穩(wěn)壓電源輸入線路上的噪聲，并減少所需的輸入旁路電容數(shù)量，節(jié)省了電路板空間，降低了成本。
實現(xiàn)這種交錯式直流穩(wěn)壓電源的一種方式是使用帶有多個直流穩(wěn)壓電源的直流穩(wěn)壓電源管理單元，所有元件全部集成在一個芯片內(nèi)，比如ADI的ADP5135。之后，電路設計人員便無需擔心不同開關的同步和相移問題。它們是自動實現(xiàn)的，且不會出現(xiàn)拍頻。
降壓直流穩(wěn)壓電源中的輸入濾波
很多時候，當在系統(tǒng)中使用降壓直流穩(wěn)壓電源且存在噪聲問題時，工程師直觀地決定過濾直流穩(wěn)壓電源輸出。由于輸出最終連接至噪聲敏感型負載，因而需要過濾輸出——或沿著這條思路進行設計。但事實上，降壓直流穩(wěn)壓電源產(chǎn)生的輸出通常具有較低的噪聲。
圖8顯示了降壓轉(zhuǎn)換器的低噪聲和高噪聲端。輸出端為低噪聲，因為電感與輸出串聯(lián)。電感電流在導通期間上升，在關斷期間下降。相反，降壓轉(zhuǎn)換器的輸入端具有極高的噪聲。在導通期間，最大電流流過輸入走線;在關斷期間，沒有電流流入輸入端。這就是將輸入線路視作交流電流線路的原因。降壓直流穩(wěn)壓電源的輸入端實際上是噪雜的一端。
輸入電容確實有助于略為平攤源電流，但它無法完全產(chǎn)生恒定的直流輸入電流。因此，設計人員應當牢記，當系統(tǒng)中出現(xiàn)降壓直流穩(wěn)壓電源有關的噪聲問題時，問題通常并非出在降壓直流穩(wěn)壓電源的輸出端，而是輸入端。輸入端噪聲很大，且在特定直流穩(wěn)壓電源PCB上經(jīng)常具有很長的走線。可以借助輸入濾波解決這個問題。
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